Design, Production and Integration of Novel RF-MEMS Devices, CMOS and GaAs MMIC Circuits

Introduction CMOS, RF MEMS and MMIC technologies are mature for different applications. In this action, we propose integration of these different technologies to have a full system on a single chip. MEMS devices have proven their usefulness in sensors, micromachines, and control components and now are candidates to take their place in the world of microwave applications with their reduced cost, improved performance, and miniaturized dimensions feasible for batch fabrication. The novel structures of these systems are widening the scopes of the currently used microwave devices, [1-2]. MEMS components seem to take the place of off-chip components in wireless communications as well as they are used in signal routing, phase shifting, time- delaying in phased array radar and antenna applications in microwave systems. Some of the RF-MEMS components designed are micromechanical filters with high Q and voltage controlled resonance frequency [3], voltage controlled capacitors [4], some passive RF circuit components [4], switches [5], phase shifters and microwave delay circuits [6]. The wide application ranges of CMOS circuits are well known to the engineering community. MEMS structures are produced in similar processes, therefore both structures can be produced in the same process or these structures can be integrated after production such as using flip-chip techniques. GaAs MMIC structures are currently the only IC (Integrated Circuits) structures for microwave applications (for C band and above; for L and S bands CMOS RF circuits can still be used). Integration of MMIC circuits with MEMS components will also enable system implementation on chip level. Recently, research on RF-MEMS devices has been started in METU EE Department as a joint study of recognized RF and MEMS groups. Some components like switches, phase shifters, matching circuits are designed and manufactured using the MEMS facilities in METU. Our department also possesses extensive experience on CMOS design and fabrication processes.The first GaAs MMIC design, and postproduction measurements in Turkey are realized in our department in collaboration with another university. Since then a number of research thesis and project have been completed including circuit design and transistor modeling studies. Current Studies on RF MEMS structures Over the RF MEMS components designed, switches have an important role since they are not only used as discrete components, but also used as a part of other components, such as phase-shifters. RF MEMS switches are superior to their rivals, pin diodes, in terms of performance. RF MEMS switches have lower power dissipation and loss, higher on/off impedance ratio and isolation, wider band of operation frequency. Figure of merits in MEMS switch design are on/off capacitance ratio, actuation voltage, and switching time. Current efforts are on reducing the actuation voltage, switching time, and area of the switches. There are two ways to reduce the actuation voltage of a switch: reducing the spring constant of the structure and increasing the capacitance area, which is the source of the electrostatic force. The former increases release time of the switch significantly, while the latter increases the total area which can not be undertaken when large number of switches are considered. Therefore, there is a trade-off between actuation voltage and the switching time. Several RF-MEMS switches are designed in METU. Fabrication process of the devices is started and will be followed by the measurements, [7]. Especially for phased array antennas, controllable components are vital. Phase and amplitude of the antenna elements are two of the required crucial controls. In the literature, there are a number of phase shifters manufactured using MEMS technology. A monolithic phased array is implemented using RF MEMS technology, [8]. The phased array is composed of a linear array of four patch antennas and a new phase shifter design, monolithically integrated into a glass substrate. We have developed a triple stub matching circuit. The stub lengths are electrically adjustable and therefore impedance matching is achieved for any impedance depending on changing conditions such as frequency of operation. Furthermore, this triple stub matching circuit is utilized in the design of adjustable power divider. There are no adjustable power dividers for RF applications present in the literature, [9]. Most of the research has been done so far is concentrated on RF-MEMS devices, but the ultimate aim is to apply RF-MEMS to system levels to overcome the limitations exhibited by integrated RF devices so to increase the system performance to a level that cannot be achievable otherwise. Description of the Action It is possible to implement different circuits/components with different technologies. In order to achieve the ultimate performance, the optimum technology should be chosen for the corresponding circuit/component. For example, CMOS technology can be used for digital control units and the same technology can also be used for RF circuits (e.g. for L band) where high performance is not required. On the other hand, MMIC technology can be utilized for high performance RF circuits whereas some specific components together with the antenna elements can be implemented by MEMS technology. In system level, a number of circuits should be integrated to perform a certain task. The best way of system implementation would be the integration of the system on asingle chip. Certain improvements on system performance will be the additional benefits to mass production advantages. In the proposed action, we want to implement different parts of a system with the optimum technologies and later on, these parts will be integrated on a single chip. An example system can be the Collision Avoidance Radar, which is utilized in the automotive industry. In such a radar the RF signal can be generated by an oscillator on a GaAs MMIC. A phased array antenna together with its Beam Forming Network (BFN) implemented by MEMS technology can transmit this signal. The received signal can be amplified and down converted to an intermediate frequency by an MMIC. CMOS processing circuits can handle the information on the received and down converted signal. All these parts can be produced separately and integrated using flip chip technology, resulting in a system in a single chip (system-in-a-chip). System-in-a-chip will have high performance because losses will be less due to reduced connectors and cables. It will also be small and light weight. System-in-a-chip will be low cost because for each part most appropriate technology will be used and post-production labor requirement will be less. System-in-a-chip best fits to mass production. Emmanuel  Rodriguez C.I. 17208374 Asignatura: CRF Fuente: http://www.srdc.metu.edu.tr/webpage/projects/hermesProject/documents/pr_civi_demir.PDF

2 GHz CMOS Voltage-Controlled Oscillator with Optimal Design of Phase Noise and Power Dissipation

VCO PERFORMANCE DEPENDENCE ON TRANSISTORS' MODE OF OPERATION Fig. 1 presents the prototype VCO architecture chosen as a research vehicle The oscillator consists of cross-coupled differential pair transistors (M1  and M2) loaded with an  LC-tuned tank. The oscillator is designed to tune from 1.8 GHz to 2 GHz for typical cellular telephony applications. An extended tuning range can be obtained by adjusting the ratio between the varactor capacitance and fixed capacitance in the tank. PMOSFETs are employed in the design due to their low 1/f noise characteristics, critical for minimizing close-in phase noise.  The oscillator LC tank is composed of a single three-turn center-tapped differential inductor [17] with an inner radius of 150 μm and trace width and spacing of 30 μm and 3 μm, respectively, and a capacitive network of MOS varactors and MIM capacitors. The inductor exhibits a differential inductance of 4.6 nH with a Q of 15 at 2 GHz. P-channel MOS capacitors are used as varactors for tuning the oscillator frequency.  The varactors are biased in the depletion region to achieve a capacitance range from 2.4 pF to 1.6 pF at VGB of -0.4V and -1.1V, respectively, while maintaining a high quality factor of over 30. To obtain the desired VCO frequency tuning range, additional high-Q MIM capacitors of 225 fF are included in the tank. Another parallel  LC tank consisting of Lfilter and Cfilter, tuned to twice of the operating frequency (2f0 = 3.8 GHz),  is employed to suppress the up-conversion mechanism of the baseband noise from the biasing transistor (M3), as proposed in [6], to minimize phase noise at low offset frequencies near the carrier.Properly designing the differential pair transistors' mode of operation is crucial for achieving a low phase noise performance at minimal core bias current. Leeson's phase noise equation [18] suggests that low phase noise performance can be achieved by enhancing the RF power or oscillation signal amplitude through increasing the oscillator core bias current.  However, designs aiming for a large oscillation swing with high current dissipation typically drive the differential pair transistors into a deep triode region, which severely degrades the oscillator loaded tank impedance and quality factor. High-Q tanks are especially prone to this type of operation. Fig. 2(a-c) presents an intuitive graphical illustration in describing the importance of ensuring the differential pair transistors to operate strictly in the saturation region.  Fig. 2(a) shows the RF signal power versus bias current on a logarithmic scale.  Note that in the saturation region the signal power increases as a function of square of the bias current, I2 Once the bias current reaches to a level where the single-ended peak-to-peak oscillation amplitude exceeds the threshold voltage of the differential pair transistors, the active devices enter the triode region for a portion of the oscillation period.  As the amplitude is further increased, the differential pair spends more of a period operating in triode, where the RF power does not increase as I2 due to the degraded tank impedance as depicted in Fig. 2(a).  The thermal noise contribution of the biasing transistor, M3, typically dominates the VCO phase noise, which increases with its small-signal transconductance; hence, the square root of the bias current. Once the differential pair transistors enter the triode region, degraded tank impedance results in an output noise power profile with a reduced slope of less than I 1/2 , as illustrated in Fig. 2(b). Combining Fig. 2(a) and Fig. 2(b) produces an oscillator phase noise profile as depicted in Fig. 2(c), indicating a dependence of I-3/2  in the saturation region. A further increase of bias current results in a negligible phase noise improvement in the triode region.  Therefore, an optimal oscillator design trade-off between an achievable low phase noise and bias current can be obtained by ensuring the differential pair transistors do not operate in the triode region.  This thus calls for a single-ended peak-to-peak oscillation amplitude equal to the threshold voltage of the differential pair transistors for the chosen VCO topology. PROTOTYPE RF VCO DESIGN A prototype RF VCO is designed in the TSMC 0.18 μm 1.8V non-epi process.  Based on the components values described in Section II, the loaded  LC tank impedance exhibits 230  Ω in the designed frequency range. Therefore, a DC bias current of 2.67mA is required for obtaining a single-ended peak-to-peak oscillation amplitude of 0.8V (the value of the PMOS threshold voltage with body effect). W/L of 64 μm / 0.18 μm for the differential pair transistors are thus needed to achieve a small-signal loop gain of 2 to ensure a proper oscillation startup.  The biasing transistor is sized at 64 μm / 0.48 μm. The non-minimal channel length is selected to minimize the device 1/f noise contribution.  The W/L is designed to be as small as allowed to ensure its operation in saturation while minimizing its thermal noise contribution to the oscillator phase noise.  Lfilter of 4.28 nH and Cfilter of 410 fF are employed to achieve a resonance of 3.8 GHz for suppressing the up conversion mechanism of the base band noise from the biasing transistor.  MEASUREMENT RESULTS Fig. 3 presents the micrograph of the VCO chip occupying an area of 1 mm x 1 mm including pads.   The LC tank inductor occupies an area of approximately 550 μm x 550 μm. The oscillator core is interfaced with an on-chip buffer, which exhibits an attenuation factor of 0.25 and is properly matched to 50  Ω impedance for external characterization.  The VCO  is tunable from 1.8 GHz to 2.0 GHz with 0.7V (0.4V < Vtune < 1.1V). Fig. 4 shows the oscillator output power spectrum at 2 GHz, displaying -10 dBm RF power with 2.67mA bias current dissipation from a 1.8V supply. The measured time domain waveform of the buffered oscillator output signal with a peak-to-peak amplitude of 216mV is shown in Fig. 5. This corresponds to an internal  single-ended oscillation peak-to-peak amplitude of 0.8V, which matches the initial design objective.  The oscillator achieves a phase noise of -103 dBc/Hz at a 100 kHz offset from the 2.0 GHz carrier and reaches -125 dBc/Hz at 2 MHz offset frequency, limited by the noise floor of the measurement equipment. Fig. 6 plots the measured phase noise at 100 kHz offset frequency as a function of the oscillator bias current for center frequencies of 1.8 GHz, 1.9 GHz, and 2.0 GHz. The plot shows that a low phase noise  is reached at the optimally designed bias current of 2.67mA. At this current level, the differential pair transistors are operated strictly in the saturation region when they are on.  Further increase in bias current drives the transistors into triode without any significant phase noise improvement. The phase noise measured beyond 2.67mA of bias current exhibits a variation less than 1 dB. The measurement also shows a 4-5 dB phase noise difference between the bias currents of 1.67mA and 2.67mA, thus following the phase noise profile of I-3/2, as predicted in Fig. 2(c), within the saturation region.  The oscillator performance can also be characterized by using a figure of merit (FOM), which takes into account the phase noise, center frequency, offset frequency, and DC power dissipation [19]. The calculated VCO FOM with a center frequency of 2 GHz and offset frequency of 100 kHz versus bias current is shown in Fig. 7, indicating that the best FOM of -182.2 dBc/Hz/mW of the prototype oscillator is achieved at the optimal bias current of 2.67mA CONCLUSION An RF VCO design optimization strategy to achieve low phase noise and low bias current is presented for a cross-coupled  LC-tuned CMOS oscillator topology. The study shows that an optimal trade-off between thermal-noise-induced phase noise and DC power dissipation can be achieved when the oscillation amplitude is designed to set the differential pair transistors to operate at the boundary between saturation and triode. A prototype VCO is implemented in a standard 0.18  μm CMOS process, achieving a phase noise of -103 dBc/Hz at a 100 kHz offset frequency from a 2 GHz carrier while dissipating 2.67mA from a 1.8V supply. The optimization strategy can be applied to other VCO design architectures for further performance enhancement. Emmanuel Rodriguez C.I. 17208374 Asignatura: CRF Fuente: http://filer.case.edu/djy/publications/RFIC-Young-2007.pdf

MicroElectroMechanical Varactor Controlled-VCO

Voltage controlled oscillators (VCOs) usually require high Q and high tuning range varactors in their LC tanks for low phase noise and higher tunability. Most of the time, this is realized using off-chip passives. MEMS based tunable capacitors with high-Q and tuning range emerged in last years that are capable to replace off-chip varactors [1]. In this paper a MEMS based parallel plate dual gap varactor is presented to be integrated with –Gm LC voltage controlled oscillated that is implemented with AMS 0.35μm-SiGe BiCMOS process. Electrical and 3-D model /view of the dual gap parallel plate MEM varactor topology in this work is presented in Figure 1. MEM varactor is fabricated using surface micromachining which includes six layers and five masks in Sabanci University's cleanroom. The SEM picture of the fabricated varactor is shown in Figure 1. This fabricated MEM-Varactor is integrated into a modified version of a formerly proposed VCO. The integrated system is tested using Karl Suss RF&DC probe station and Agilent E4407B Spectrum Analyzer. The actuation voltage of the MEM Varactor is changed from 0 V to 10 V resulting 70 MHz frequency change from 7.79 GHz to 7.72 GHz as depicted in Fig. 6. The output power of -7.89 dBm and -5.868 dBm are measured for 7.80 GHz and 7.72 GHz respectively with the additional losses from the connecting cable and the RF probes which is around 6dBm. Tuning characteristic of the VCO is given in Figure 3 Figure 3: Changing frequency and capacitance values due to increasing and decreasing actuation voltages Emmanuel Rodriguez C.I 17208374 Asignatura: CRF Fuente: students.sabanciuniv.edu/~oesame/Abstract_PRIME%202008.doc

MODELO CIRCUITAL DE UN FILTRO BAW BASADO EN RESONADORES ACOPLADOS ACÚSTICAMENTE

MODELADO DEL CIRCUITO EQUIVALENTE DEL CRF A.   Estructuras SCF y CRF Estructuralmente un SCF está formado por dos  láminas piezoeléctricas delgadas separadas por un electrodo conectado a masa [1]. Este electrodo apantalla el campo eléctrico entre las dos láminas piezoeléctricas, pero a su vez, permite la propagación de las ondas acústicas. La estructura normalmente se encuentra suspendida sobre un reflector acústico o sobre una fina membrana de soporte encima de aire, de  forma que la onda acústica queda confinada en la estructura, evitando fugas hacia el sustrato. Dependiendo de los materiales de la estructura y de sus dimensiones, la energía se transferirá de la entrada a la salida a la frecuencia de resonancia mecánica, constituyendo la banda de paso. Según la Fig.2 y de acuerdo con el funcionamiento del SCF, se puede interpretar que el CRF ofrece un grado más de libertad debido a que permite el control del grado de acoplamiento acústico mediante un conjunto de capas situadas entre los resonadores. El conjunto de capas de acoplamiento se diseñan para conseguir el acoplamiento deseado, y así una respuesta específica. El CRF puede conseguir anchos de banda mayores que el SCF debido a que las capas de acoplamiento permiten que cada resonador introduzca de forma independiente un polo en la banda de paso. A diferencia de lo que ocurre en SCF, en el cual toda la estructura compuesta de dos resonadores introduce un solo polo al comportarse como un único resonador. B.   Definiciones y transformaciones de red Considerando una lámina piezoeléctrica unidimensional en la que se propaga únicamente el modo longitudinal, el modelo  de Mason combina, de forma simultánea, el comportamiento del dispositivo en los planos eléctrico y acústico [8],[9]. Por otro lado, la propagación de la onda acústica a través de la lámina de material se modela mediante una línea de transmisión entre dos puertos acústicos, el modelo distribuido aquí se representa mediante un circuito equivalente de elementos concentrados en forma de T como se muestra en la Fig. 2. Los valores de la impedancia son:    Donde  kd θ = es la longitud eléctrica, k es la constante de propagación de la onda acústica,  d es el grosor de la lámina piezoeléctrica dado en  , en primera instancia, se desprecia el efecto de carga de los electrodos debido a su fino espesor solamente por simplicidad: Donde vp es la velocidad de propagación de la onda acústica del piezoelectrico y  fa es la frecuencia de antiresonancia en la cual la impedancia eléctrica de entrada del resonador alcanza su valor máximo. La impedancia característica de la línea de transmisión equivalente, Zp, es la impedancia acústica, y depende tanto del área A como de la impedancia acústica por unidad de área del material piezoeléctrico (Z0p). El efecto piezoeléctrico se incluye en el modelo mostrado en la Fig. 2 mediante el transformador de impedancias, representando la conversión de la energía eléctrica a energía acústica y el condensador negativo [6]. El efecto dieléctrico se modela  mediante el condensador paralelo a la entrada del puerto eléctrico. La relación del transformador viene dada por: Donde  e (C/m ) es la constante piezoeléctrica, ε   es la permitividad del material y el valor del condensador estático viene dado por: Para modelar el CRF de la Fig. 1, de forma similar a la que se realiza en  [6], empezamos aplicando el modelo de Mason a cada resonador piezoeléctrico y organizando el circuito como se muestra en la  Fig. 3a. Los puertos de entrada y de salida del circuito equivalente son los puertos  eléctricos de cada uno de los resonadores.  Los dos resonadores se conectan entre sí mediante uno de sus respectivos puertos acústicos. A diferencia del SCF, en un CRF el enlace se da mediante capas de acoplamiento modeladas mediante un inversor de impedancias (Kcoupling). Los puertos acústicos restantes se cargan mediante las impedancias ZL y ZR respectivamente. Debido a que asumimos dos resonadores idénticos, los parámetros tecnológicos son los mismos para ambos, igual que los elementos concentrados del modelo, resultando en una topología simétrica. VALIDACIÓN DEL MODELO DE CRF PROPUESTO   Para validar el trabajo vamos a comparar la respuesta en transmisión de un CRF de dos polos evaluado mediante el modelo de Mason y el modelo de elementos concentrados totalmente eléctrico. Para el diseño consideramos  dos resonadores, con AlN como material del piezoeléctrico y despreciando el efecto de carga producido por los electrodos. La estructura de acoplamiento está compuesta de una pila de tres capas de acoplamiento (SiO2-W-SiO2). Los parámetros utilizados para reproducir la simulación se resumen en la Tabla I y en la Tabla II. El grosor de las láminas se ha definido para  tener una frecuencia de antiresonancia a 2 GHz, resultando en d=2.875 μm. El área seleccionada es de  A=400  μm x 400  μm. Y así el condensador paralelo es de Co=5.171 pF. Des de un punto de vista acústico  el grado de acoplamiento entre resonadores es de Kcoupling=0.277. El valor del inversor en el modelo eléctrico y de acuerdo con (14) es Kinverter=9.95. La respuesta en transmisión del modelo propuesto se muestra en la Fig. 6, junto con la transmisión del dispositivo CRF simulado con el modelo de Mason para incluir el efecto piezoeléctrico. Las respuestas en ambos casos son prácticamente idénticas en las frecuencias simuladas alrededor de la antiresonancia. Se han llevado a cabo varias  simulaciones con diferentes parámetros de materiales, áreas y bandas frecuenciales, y éstas muestran respuestas coincidentes a frecuencias en un span de hasta el 50% CONCLUSIONES Este trabajo ha propuesto un modelo circuital equivalente eléctrico para el CRF. El modelo se  ha obtenido partiendo del modelo de Mason para capas piezoeléctricas y técnicas de análisis de redes con simplificaciones validadas. El modelo se valida operativamente para varias frecuencias, materiales y dimensiones de la estructura. Se consiguen comportamientos coincidentes en un span de hasta el 50%. Emmanuel Rodriguez C.I. 17208374 Asigantura: CRF Fuente: w3.iec.csic.es/URSI/articulos_modernos/madrid2008/PDF/CMiP11.pdf

Comercialización de Dispositivos RF MEMS de Diamante

Después de décadas de investigación y desarrollo, películas delgadas de diamante finalmente han salido del laboratorio y ahora son de fácil acceso para diseñadores MEMS. Muchas compañías están creando diversas formas de material de diamante disponible para aplicaciones a la escala de oblea; el diamante también está disponible como un módulo de proceso a través de MEMS e Intercambio de Nanotecnología [1].  Las investigaciones han avanzado significativamente para resolver los principales obstáculos técnicos de la integración de materiales, el micromaquinado de superficies y la producción a la escala de oblea. Sin embargo, el camino para aterrizar esta tecnología en la próxima generación de sistemas inalámbricos presenta un reto tanto a nivel técnico como de negocios. En general, RF MEMS sufre de expectativas no cumplidas desde hace varios años, pero las soluciones OEM RF de Teravicta [2], SiTime [3], Discera [4], y otros apenas están entrando al mercado. Se debe de trabajar duro en el diamante para alcanzarlos.       Los aspectos clave para una adopción amplia de RF MEMS de diamante son costo y funcionamiento. A pesar de las ganancias de funcionamiento que el diamante permite, para ser aceptado en el mercado el binomio precio/funcionamiento necesita ser mejor que el de las tecnologías que va a reemplazar. La reputación del diamante de ser caro es vista como el mayor obstáculo. Sin embargo, como un primer paso de muchos, el costo diferencial en el que se incurre a causa de la integración del diamante en el flujo del proceso es bajo, y se han desarrollado varias estrategias que permiten integrar el diamante a heteroestructuras complejas; por ejemplo, metales, óxidos y otros materiales funcionales. El diamante, que a diferencia de otros materiales MEMS posee una química de superficie de stiction extremadamente estable y baja, podría reducir el costo de dispositivos como resonadores de RF e interruptores al relajar la necesidad de empaquetado costoso.        Una cuestión cercana que se relaciona al costo es escalabilidad de la producción a la escala de oblea. Hasta hace poco, el estado del arte de las tecnologías del diamante solamente podían cubrir obleas de 2-3 pulgadas de diámetro. La variabilidad de corrida a corrida también era un serio problema para el diamante. No obstante, ambos problemas han sido resueltos gracias a los avances en la química y plataformas utilizadas para sintetizar el diamante. La tecnología UNCD (diamante ultrananocristalino) es particularmente interesante en este aspecto, ya que permite que películas tan delgadas como 100 nm se depositen en obleas de hasta 200 mm con una excelente uniformidad en espesor y propiedades. La compatibilidad con las últimas etapas del proceso de fabricación de CMOS es otra ventaja ya que el depósito de películas UNCD de baja temperatura (350-400 °  C) ha sido demostrado. Obleas de diamante sobre silicio (DoSi) y de diamante sobre aislante (DOI) basadas en películas de UNCD están disponibles comercialmente y ofrecen un medio por el cual los diseñadores en la industria y academia pueden fabricar dispositivos prototipo de su propia creación para ser evaluados. Estas obleas se manufacturan utilizando herramientas y procesos que se insertan en un ambiente de fabricación (foundry), y están disponibles en tamaños de obleas que oscilan entre los 100 y 200 mm de diámetro. El funcionamiento también es un claro impulsor para el diamante. El diamante tiene varias propiedades intrínsecas que lo hacen el candidato ideal para dispositivos RF MEMS para GHz incluyendo el hecho de tener la velocidad acústica más alta de cualquier material, una baja disipación (alto Q), un coeficiente de frecuencia de baja temperatura, y una respuesta lineal de frecuencia a altas potencias o frecuencias. Por ende, el diamante ofrece un medio para mejorar el funcionamiento y obtener una reducción en el factor de forma vía la integración directa de filtros de RF e interruptores con microelectrónica de eficiente funcionamiento. A pesar de la importancia que el diseño de un "radio-en-un-circuito integrado" pueda tener, el área más pequeña ocupada por la estructura elemental de un RF MEMS con respecto al microprocesador y la diferencia de porcentaje de dispositivos útiles obtenidos en la fabricación de MEMS y CMOS", significa que mucho más probable que una integración de los componentes de RF con el dominio digital ocurrirá primero a través de metodologías de integración 3D (SoC, SiP).       Mientras la demostración de dispositivos basados en el diamante que tienen un funcionamiento superior es relativamente directo, encontrar un camino para insertar dispositivos en productos comerciales inalámbricos no está claro. Es necesario considerar que uno de los principales objetivos de la industria (y uno de los principales impulsores para RF MEMS en general) es integrar algunos o todos los componentes pasivos de RF que actualmente están fuera del circuito integrado. De esta manera, es lógico afirmar que tanto la tecnología del dispositivo como la estrategia de integración tienen que cambiar para cumplir con las necesidades del mercado. Dichos cambios dramáticos en la arquitectura del sistema (y la cadena de suministro que los alimenta) no ocurrirán repentinamente, y a pesar de las ventajas del funcionamiento potencial de un material nuevo de MEMS como el diamante, éstos ocurrirán gradualmente. La clave será en ganar la aceptación por los líderes internos de la industria que son responsables de identificar nuevas tecnologías y de insertarlas dentro del ciclo de desarrollo.  Por ejemplo, una metodología adoptada por Advanced Diamond Technologies (ADT) es introducir dispositivos de diamante RF en etapas; los especialistas trabajan con socios estratégicos que actualmente suministran dispositivos de RF como referencias de frecuencia y de tiempo. Especificaciones para un ingreso al mercado inicial con el objetivo de reemplazo de un nicho OEM debe ser identificado para un dispositivo de RF que demostrará el valor del diamante con base en su precio y funcionamiento. Esta es una estrategia similar a la que llevan a cabo SiTime y Discera, pero mientras ambas compiten frente a frente por el ya establecido mercado de cuarzo para referencias de tiempo en MHz, ADT busca aplicaciones de frecuencias más altas.       Cuando se combine el diamante con la disponibilidad de DOI desde diferentes fuentes, el conocimiento global del mismo como material MEMS crecerá de una manera similar a la evolución de SOI como la plataforma MEMS preferida. La segunda etapa de inserción involucra integrar redes de filtros de RF basados en el diamante y referencias de frecuencia como módulos de control ASIC estándares proporcionados en factor de forma adecuado para integrarse a través del uso de empaquetado estándar. La etapa final requerirá trabajar directamente con los diseñadores del producto final para desarrollar soluciones radio-en-un-circuito integrado utilizando 3D e integración directa de la parte frontend de RF basado en diamante con el CPU, referencia de tiempo y el convertidor analógico/digital. John A. Carlisle and Neil D. Kane, Advanced Diamond Technologies, Inc. Emmanuel Rodriguez C.I 17208374 Asignatura : CRF Fuente:  www.mtt.org/dl/index.php?S15_Diamonds.pdf

Teoría básica de resonadores BAW

Los Filtros tipo BAW ofrecen mejores prestaciones que los resonadores SAW en cuanto a potencia soportada, pueden alcanzar frecuencias de operación de hasta 16 GHz y son compatibles con la tecnología  de  integración   estándar.    A  continuación   se  analizar·   su  principio  de funcionamiento y se describirán dos modelos circuitales equivalentes. 2.1. Funcionamiento de un resonador BAW A un resonador piezoeléctrico en el que exista una onda estacionaria en la dirección vertical,  generada  por  la  aplicación  de  un  campo  electromagnético  a  través  de  unos Electrodos, se le denomina BAW [3]. La figura 2.1 ilustra este concepto Figura 2.1. Sección transversal de un resonador FBAR Como se puede observar, Éste esta· formado por dos electrodos y una lamina de material piezoeléctrico entre ellos. Toda esta estructura esta· aislada mediante un reflector, para evitar que la onda acústica se propague al substrato. En este caso, la frecuencia de resonancia mecánica estar· determinada por el grosor del piezoeléctrico, además de por el de los electrodos y capas adicionales donde esté almacenada la energía mecánica, siendo aquella en la que se cumple que el grosor total de la estructura es un medio de la longitud de onda [3]. 2.2. Caracterización del resonador   2.2.1. Caracterización a partir del modelo físico   Desde  el  punto  de  vista  físico,  un  resonador  BAW  se  caracteriza  por  sus dimensiones y los materiales utilizados en  su fabricación. Estos están relacionados con los siguientes parámetros: la capacidad formada por los dos placas paralelas C0, considerando como dieléctrico el material piezoeléctrico, la frecuencia de resonancia mecánica definida como fa  y el coeficiente de acoplo piezoeléctrico kt. A partir de una simplificación del modelo de Mason [4] basada en no tener en cuenta los electrodos y suponer que el grosor de  lambda/2  corresponde al  piezoeléctrico,  se  puede  aproximar el  resonador por  una Impedancia. Figura 2.2. Ejemplo de respuesta en frecuencia de un resonador BAW La  impedancia  del  resonador  tiende  a  infinito  a  la  frecuencia  de  resonancia mec·nica, que se definir· como la frecuencia de antiresonancia fa. A una frecuencia menor, definida como la frecuencia de resonancia fr, el valor de la impedancia tiende a cero. Entre las frecuencias fa   y  fr, el resonador presenta un comportamiento inductivo, mientras que fuera del margen, tiene un comportamiento capacitivo. La distancia entre estos puntos estar·  definida  por  el  coeficiente  de  acoplo  piezoelectrico  kt. 2.2.2. Modelo de Butterworth-Van Dyke modificado  El modelo de Butterworth-Van Dyke modificado establece el circuito equivalente eléctrico de un resonador BAW, a partir de una aproximación del modelo de Mason [5]. Este se muestra en la figura 2.3. Figura 2.3.Modelo circuital de Butterworth-Van Dyke modificado El componente C0 modela la capacidad entre los electrodos, Cm, Rm y Lm modelan la resonancia a       fr, Rs  representa la resistencia fÌsica  de los electrodos y R0  modela las pÈrdidas del propio resonador. La resonancia a fa est· determinada por las capacidades Cm y C0, y la inductancia Lm.   El cociente C0/Cm  es inversamente proporcional al grado de acoplamiento del campo elÈctrico en el piezoelÈctrico. Teniendo en cuenta que este acoplo est· caracterizado por el coeficiente kt, que a su vez marca la distancia frecuencial entre las dos resonancias. Emmanuel rodriguez C.I. 17208374 Asignatura: CRF Fuente: http://www.recercat.net/